Синхронный понижающий преобразователь LT3800 от компании Linear. Синхронный комбинированный преобразователь Схема комбинированного преобразователя в режиме ограничения тока

Этого пример является результатом "перепроектирования" проекта, рассмотренного в разделе 3.15.1, демонстрирующего способ включения в источник питания синхронных выпрямителей.

При проектировании синхронного импульсного источника питания следует быть очень внимательным при выборе микросхемы управления. Ради максимизации КПД и минимизации занимаемого пространства средний синхронный контроллер получает много свободы в работе системы, что делает его пригодным только для приложения, указанного поставщиком микросхемы. Многие тонкости работы не могут быть определены без полного прочтения спецификации. Например, всякий раз, когда я пытаюсь разработать синхронный преобразователь и пробую использовать готовые микросхемы, мне приходится выбрасывать три-четыре проекта. Это связано с тем, что я сталкивался с неожиданными функциональными режимами, которые нельзя обойти или модифицировать из-за того, что какую-то функцию нельзя вывести ни на один из контактов. Излишне говорить, что подобные преграды всегда возникают на пути тех, кто хочет сделать что-либо, отличное от простого копирования хорошо отработанных решений.

Конечная схема рассматриваемого преобразователя показана на рис. 4.19.

Спецификация проекта

Диапазон входного напряжения: 0-14 VDC. Выходное напряжение: +5 VDC. Номинальный выходной ток: 2 А. Предел перегрузки по току: 3 А.

Напряжение пульсации на выходе: +30 мВ (двойная амплитуда). Нестабильность на выходе: ± 1%. Максимальная рабочая температура: +40С°

Предпроектные оценки "черного ящика"

Выходная мощность: +5 В ■ 2 А = 10 Вт (максимальная). Входная мощность: P out / оценочный КПД = 10 Вт / 0,9 = 11,1 Вт. Потери на ключе: (11,1 – 10) Вт 0,5 = 0,5 Вт. Потери на ограничивающем диоде: (11,1 – 10) Вт ■ 0,5 = 0,5 Вт.

Средние входные токи

Вход с низким уровнем сигнала: 11,1 Вт / 10 В = 1,11 А.

Вход с высоким уровнем сигнала: 11,1 Вт /14 В = 0,8 А.

Оценочный максимальный ток: 1,4 / ou t(rated) = 1,4 ■ 2,0 А = 2,8 А.

Желаемая частота работы составляет 300 кГц.

Проектирование индуктора (см. раздел 3.5.5)

Наихудшее условия эксплуатации - при высоком входном напряжении.

Здесь: ^ п(тах) - максимально возможное входное напряжение; V oul - выходное напряжение; / ou t(mm) - ток при наименьшей ожидаемой нагрузке; / sw - частота работы.

В качестве индуктора следует выбрать кольцевой сердечник для поверхностного монтажа пластиковой монтажной панели с J-образными выводами. Существуют стандартные индукторы для поверхностного монтажа многих производителей. Выберем модель D03340P-333 от компании Coilcraft с индуктивностью 33 мкГн.

Выбор полевых МОП-транзисторов ключа и синхронного выпрямителя

В качестве ключ должен выступать мощный полевой МОП-транзистор с каналом n-типа и трансформаторной связью. Для экономии места на печатной плате воспользуемся МОП-транзистором с двойным n-каналом в корпусе SO-8. Максимальное входное напряжение составляет 14 VDC, следовательно, приемлемо напряжение F D ss номиналом +30 В или более. Максимальный ток составляет 2,8 А.

Первым шагом в процессе выбора будет определение максимального сопротивления R DS (оп) для требуемых полевых МОП-транзисторов. Находим его путем проверки температурной модели (см. Приложение А):

Желательно также удерживать уровень рассеяния тепла для данного устройства на уровне менее 1 Вт, так что оценка R D S (on) должна быть не меньше, чем:

Выбираем полевой МОП-транзистор с двойным n-каналом FDS6912A с сопротивлением в состоянии проводимости 28 мОм при F G s = 10 В в корпусе SO-8.

Синхронный диод

Параллельно внутреннему диоду полевого МОП-транзистора следует включить диод Шотки с номиналом около 30% от непрерывного номинала синхронного МОП-транзистора. Это даст около 0,66 А при 30 В. Воспользуемся диодом MBRS130. При силе тока 0,66 А этот диод дает падение прямого напряжения 0,35 В.

Альтернативный выбор

Компания Fairchild Semiconductor на момент написания этой книги выпускала диод Шотки,Ю интегрированный с полевым МОП-транзистором, причем этот параллельный диод помещен прямо на кремниевом кристалле транзистора (SyncFET).

SyncFET содержит полевой МОП-транзистор с n-каналом сопротивлением 40 мОм, совмещенный с собственно SyncFET сопротивлением 28 мОм. Этот элемент имеет номер FDS6982S.

Выходной конденсатор (см. раздел 3.6)

Емкость выходного конденсатора определяется по следующей формуле:

Основной "заботой" как для входного, так и для выходного конденсаторов является ток пульсации, входящий в конденсатор. В данном примере ток пульсации идентичен переменному току индуктора. Максимальные пределы для тока индуктора составляют 2,8 А для / реа к и около половины максимального выходного тока, т.е. 1,0 А. Таким образом, ток пульсаций составляет 1,8 А (двойная амплитуда), или оценочное значение RMS составляет 0,6 А (около 1/3 двойной амплитуды пульсаций).

Воспользуемся танталовым конденсатором для поверхностного монтажа, поскольку он обычно показывает всего 10-20% от ESR электролитических конденсаторов. Кроме того, уменьшим номиналы кандидатов на 30% при температуре окружающей среды +85 С.

Лучшие конденсаторы, подходящие для наших целей, изготовляет компания AVX. Они имеют очень низкий уровень ESR и, таким образом, могут работать с очень большими уровнями тока пульсаций. Эти конденсаторы исключительны. Включим параллельно следующих два элемента:

Конденсатор компании AVX:

TPSE107M01R0150- 100 мкФ (20%), 10 В, 150 мОм, 0,894 А™;

TPSE107M01R0125 - 100 мкФ (20%), 10 В, 125 мОм, 0,980 А™.

Конденсатор компании Nichicon: F751A107MD - 100 мкФ (20%), 10 В, 120 мОм, 0,920 Amis-

Конденсаторы входного фильтра (см. разделы В.1 и В.2)

На этот конденсатор поступает волна тока той же формы, что и на ключ: трапецеидальная волна с начальным током около 1 А, повышающегося до 2,8 А, и с очень крутыми фронтами. Конденсатор входного фильтра работает в гораздо более суровых условиях, чем конденсатор выходного фильтра. Оценим значение RMS волны трапецеидальной формы как суперпозицию двух форм: прямоугольной с пиком 1 А и треугольной с пиком 1,8 А. Это дает оценку RMS, равную 1,1 А.

Емкость конденсатора входного фильтра вычислим по формуле:

При больших уровнях напряжения конденсаторы имеют меньшую емкость. Таким образом, это должны быть два конденсатора на 100 мкФ, включенные параллельно. Кандидатами на эту роль являются следующие конденсаторы компании AVX:

TPS107M020R0085 - 100 мкФ (20%), 20 В, 85 мОм, 1,534 А™;

TPS107M020R0200 - 100 мкФ (20%), 20 В, 200 мОм, 1,0 А™.

Выбор микросхемы контроллера (Ш)

Требуемые свойства микросхемы понижающего контроллера:

1. Способность работать напрямую от входного напряжения.

2. Ограничение перегрузки по току (двойная амплитуда).

3. Драйверы с двухтактными выходными каскадами на полевых МОП- транзисторах.

4. Управление задержкой между ключом и МОП-транзисторами синхронного выпрямителя.

На рынке присутствует совсем немного синхронных понижающих контроллеров, не рассчитанных на микропроцессорное применение в локальной стабилизации при напряжениях от +5 до +1,8 В (т. е. V DD = +12 В и V in = +5 В). Имеются также микросхемы, у которых достаточно функций вынесено на выводы, так что их можно без труда приспособить для нужд своего приложения. Я отбросил сразу два изделия двух ведущих калифорнийских компаний (не побейте меня камнями) и нашел лишь одно подошедшее мне изделие: UC3580-3 от компании Unitrode/TI.

Внутреннее опорное напряжение, подаваемое на усилитель ошибки, составляет 2,5 В ± 2,5%.

Установка рабочей частоты (R7, R8 и С8)

Сопротивление R8 заряжает тактирующий конденсатор С8, a R7 разряжает его. Во-первых, необходимо определить максимальный рабочий цикл преобразователя. Поскольку выходное напряжение составляет около 50% самого низкого уровня входного напряжения, выбираем максимальный рабочий цикл 60%. По спецификации получаем:

Макс, рабочий цикл = Л8 / (Л8 + 1,25 R7) или Л8 = 1,875 R7.

Время зарядки составляет 0,6 / 300 кГц или максимум 2 мкс. В таблицах параметров для синхронизирующего конденсатора указано значение 100 пФ, которое достаточно мало и не рассеивает много энергии. Остановимся на нем. Таким образом, сопротивление R8 будет равно:

R8 = 2,0 мкс /100 пФ = 20 кОм;

R1 = 20 кОм / 1,875 = 10,66 кОм (принимаем 12 кОм).

Вольт-секундный ограничитель (R4 и С5)

В выбранной микросхеме реализован метод ограничения прямой связи по максимальной длительности импульса. С повышением входного напряжения ожидаемая рабочая длительность импульсов в понижающем преобразователе уменьшается. RC-осциллятор напрямую соединен со входным напряжением, и его тайм-аут обратно пропорционален входному напряжению. Длительность тайм-аута установлена примерно на 30% больше, чем ожидаемая рабочая длительность импульсов. Если проходной элемент остается проводящим в тот момент, когда вольт-секундный осциллятор находится в состоянии тайм-аута, то проходной элемент запирается.

Выбираем конденсатор С5 тоже емкостью 100 пФ, поскольку частота его тактирования примерно та же, что и у осциллятора. Это дает сопротивление R4, равное примерно 47 кОм.

Установка времени задержки между полевыми МОП-транзисторами

проходного элемента и синхронного выпрямителя

Можно было бы провести расчеты задержек переключения, как это описано в разделе 3.7.2, но на этапе макетирования все равно придется корректировать сопротивление резистора установки задержки (R6). Для нашего приложения подойдет стартовое значение 100 не. Типичная задержка при переходе полевого МОП-транзистора в состояние проводимости составляет около 60 не.

Микросхема производит асимметричную задержку. Исходя из графика в спецификации, сопротивление 100 кОм дает задержку включения проходного элемента примерно 110 не, а задержку выключения - 180 не.

На этапе макетирования это задержки можно уменьшить. Задержки такой длины приводят к тому, что диоды слишком долго проводят ток, приводя с слишком большим потерям.

Проектирование трансформатора управления затвором (Т1)

Трансформатор управления затвором представляет собой очень простой прямоходовый трансформатор с коэффициентом трансформации 1:1. К нему не предъявляется каких-либо экстраординарных требований, поскольку он - очень маломощный трансформатор со связью по переменному току (биполярный магнитный поток), работающий на частоте 300 кГц.

Выбираем ферритовый кольцевой сердечник диаметром около 10 мм, такой как К 5 Т10x2,5×5 (B sat = 3300 Гс) от компании TDK или 266T125-3D3 (B sat = 3800 Гс) от компании Philips.

Как сказано в разделе 3.5.3, количество витков для обеспечения магнитной индукции 1000 Гс (0,1 Тл), или 0,3B sat , составляет:

У трансформатора управления затвором будет бифилярная обмотка, когда два идентичных провода (примерно #30 по AWG) наматываются одновременно равными витками. Для удобства трансформатор будет монтироваться на цоколе для поверхностного монтажа с четырьмя выводами в форме крыла чайки.

Резистор считывания тока (R15) и резисторный делитель считывания

напряжения (R11 и R13)

Микросхема предоставляет только контакт отключения с порогом активации минимум 0,4 В. Введем "икотный" режим защиты от перегрузки по току как форму резервной защиты. Для минимизации размеров резистора считывания тока применим один из вариантов считывающей цепи ограничения по току. Здесь 0,35 В будет внесено резистором резисторного делителя считывания напряжения (R14). Тогда сопротивление R15 будет:

R\5 = 0,05 В / 3 А = 16,6 мОм (принимаем 20 мОм).

Соответствующий резистор от компании Dale имеет номер WSL-2010-.02-05.

Пример считываемый ток, протекающий через резисторный делитель считывания напряжения, равным 1 мА. Это дает суммарное сопротивление R13 и R14 равным

R swn = 2,5 В /1 мА = 2,5 кОм.

В этом случае, R14 = 0,35 В / 1 мА = 350 Ом (принимаем 360 Ом); R13 = = 2,5 кОм – 360 Ом = 2,14 кОм (принимаем 2,15 кОм при допуске1%).

Тогда R11 = (5,0 – 2,5)В /1 мА = 2,5 кОм (принимаем 2,49 кОм при допуске1%).

Компенсация контура обратной связи по напряжению (см. Приложение Б)

Это - прямоходовый преобразователь, работающий в режиме по напряжению. Для обеспечения оптимальной продолжительности переходных процессов воспользуемся методом двух полюсов и двух "нулей" компенсации.

Определение характеристик "схема управления – выход"

Комбинированный DC/DC-преобразователь позволяет получить стабилизированное напряжение, когда входной уровень может быть как ниже, так и выше выходного. В статье описан процесс проектирования такого преобразователя на четырех MOSFET-транзисторах и контроллере производства компании Texas Instruments.

Имеющееся на сегодняшний день разнообразие DC/DC-преобразователей свидетельствует о важности преобразования широкодиапазонного входного напряжения в стабилизованное выходное напряжение . Эта задача особенно актуальна в том случае, если входное напряжение меняется непрерывно и может быть как выше, так и ниже выходного. Способ конвертирования в этом случае называют комбинированным преобразованием. Оно используется при зарядке аккумуляторов, в светодиодном освещении, в автомобильной электронике .

Рассмотрим аспекты создания и выбора схем комбинированных преобразователей, в частности – выбор компонентов, вычисление потери мощности. В завершение кратко расскажем о программном пакете , который позволяет упростить и ускорить процесс проектирования схемы преобразователя.

Работа синхронного комбинированного преобразователя

Комбинированный преобразователь позволяет обеспечить стабилизацию выходного напряжения при изменении входного напряжения в больших пределах. На рисунке 1 изображен синхронный (неинвертирующий) комбинированный преобразователь на четырех транзисторах.

Основное достоинство комбинированного преобразователя – возможность достижения максимального КПД в режимах понижающего или повышающего преобразования независимо от уровня входного напряжения и нагрузки. Данный преобразователь обеспечивает положительное выходное напряжение. В отличие от похожего, переключаемого (инвертирующего) понижающе-повышающего преобразователя, он имеет меньшие потери мощности и большую плотность мощности, распределенную в объеме, по сравнению с SEPIC (преобразователь с несимметрично нагруженной индуктивностью), обратноходовой и каскадной топологиями.

Четыре мощных MOSFET-транзистора, показанные на рисунке 1, расположены в виде понижающих и повышающих плеч полного моста. Переключающие узлы транзисторов SW1 и SW2 соединены через дроссель Lf. Синхронный процесс понижающего или повышающего преобразования происходит только тогда, когда входное напряжение находится либо выше, либо ниже выходного напряжения. Верхний MOSFET-транзистор противоположного невключенного плеча служит в качестве проходного транзистора. Важно отметить, что когда входное напряжение приближается к выходному – включенное понижающее или повышающее плечо достигает предполагаемого ограничения рабочего цикла, вызывая переход в комбинированный режим работы. Режим работы должен меняться плавно и автономно, без резкого изменения конфигурации управления.

Контроллер LM5175 , использует уникальный алгоритм переключения в комбинированном режиме, посредством чего понижающее и повышающее плечи переключаются на пониженной частоте квазичередующимся образом, что дает существенные преимущества в эффективности и уменьшении потерь. Метод управления преобразователем в режиме токового ограничения во всем диапазоне выходных напряжений, особенно в точке перехода из режима повышения в режим понижения (и наоборот), обеспечивает плавный переход. Требуется только, чтобы был установлен датчик тока, который позволил бы контролировать ток, протекающий через дроссель и транзисторы. Скорость нарастания тока в дросселе зависит от разности VIN и VOUT. Быстрое изменение разности VIN и VOUT приводит к апериодической переходной характеристике, что влечет за собой образование помех по питанию (PSR). Источником помех является выходной каскад преобразователя, в котором быстрые переключения транзисторов вызывают переходные процессы.

Схема комбинированного преобразователя в режиме ограничения тока

На рисунке 2 показана схема синхронного комбинированного преобразователя с четырьмя ключами. Схема состоит из силового каскада (четыре силовых транзистора), ШИM-контроллера, датчика тока. ШИM-контроллер может работать в режиме частотной модуляции, что позволяет расширить спектр SSFM и снизить уровень электромагнитных помех (EMI) . В кристалл котроллера внедрена защита от пониженного/повышенного напряжения питания (UVLO). В цепь обратной связи включены компенсационные цепочки.

Данное руководство предназначено для ускорения процесса разработки и служит для анализа и проектирования комбинированного преобразователя с четырьмя ключами. Рекомендуется последовательно переходить от спецификации преобразователя к выбору компонентов, затем – к обзору характеристик (эффективности, рассеиваемой на мощности, и графику Боде), после чего в случае необходимости выполнять повторное проектирование. Взяв ШИМ-контроллер LM5175 в качестве основы, рассмотрим поэтапное проектирование преобразователя, работающего на частоте 400 кГц, который обеспечивает выходное напряжение 12 В/6 А при входном напряжении 6…42 В.

Этап 1: Основные параметры

На рисунке 3 показан первый этап. На данном этапе разработчик должен ввести основные параметры преобразователя – диапазон входного напряжения, уровень выходного напряжения, ток нагрузки и частоту переключения.

Этап 2: Дроссель фильтра

На этом этапе производится расчет индуктивности дросселя Lа. Уровень индуктивности зависит от диапазона входного напряжения и необходимого уровня тока пульсации (пила). Формула (1) определяет уровень требуемой индуктивности в точках пульсации тока 30% и 80%.

(1)

Работу дросселя характеризуют три основных параметра: сопротивление на постоянном токе (DCR), ток насыщения (ISAT) и потери в сердечнике. Обычно дроссель изготавливается на сердечнике из cпрессованного железного порошка. Такой сердечник может работать на частотах до 400 кГц. Их преимущество состоит в постепенном снижении индуктивности по мере увеличения тока. Дроссели с ферритовым сердечником имеют более низкие потери, но их не рекомендуется применять, так как на максимальном токе в начале насыщения возможно резкое падение индуктивности.

Этап 3: Датчик тока

Датчик тока может быть построен на основе трансформатора тока, датчика Холла или обычного резистивного шунта. В данном случае описывается датчик тока на основе резистивного шунта. Уровень сопротивления датчика рассчитывается по параметрам порогового значения напряжения контроллера и максимального тока (пила) протекающего через дроссель. Формула (2), представленная для LM5175, определяет порог 80 мВ в точке минимума в повышающем режиме и 160 мВ в точке максимума в повышающем режиме. Мощность шунта достигает максимума при самом низком значении входного напряжения, когда коэффициент повышения достигает максимального значения. Использование резисторов типоразмеров 1225 и 2512 позволяет получить шунт минимальных габаритов.

(2)

Формула (3) позволяет рассчитать емкость конденсатора Cslope. Она определяет компенсацию наклона тока пилы. В режиме BUCK к скорости нарастания тока дросселя добавляется компенсационная составляющая, добавляя информацию об увеличении скорости нарастания. В режиме BOOST компенсационная составляющая изменяет информацию о скорости нарастания тока в сторону снижения.

(3)

Этапы 4 и 5: Расчет фильтра. Входной и выходной конденсаторы

На рисунке 4 представлены графики фазо-частотных характеристик преобразователя. Данные графики построены исходя из значений фильтрующих конденсаторов, причем во всех режимах работы DC/DC-преобразователя.

Использование керамических конденсаторов с типом диэлектриков X5R или X7R позволяет создавать устройства с высокой плотностью монтажа. В отдельных случаях при требуемой большой емкости возможно использование двух типов компонентов – параллельное соединение электрических и керамических конденсаторов. А в устройствах с высокой плотностью монтажа использование керамических конденсаторов с диэлектриками X5R и X7R позволяет уменьшить емкость электрического конденсатора и, следовательно, его размеры будут меньше. Формула (4) показывает приблизительную оценку емкостей с учетом напряжения пиковых пульсаций, но без учета последовательного сопротивления (ESR) компонента.

(4)

Зная уровень емкости и ESR, путем обратных вычислений получим соответствующие напряжения пиковых пульсаций:

(5)

В режиме BUCK среднеквадратичный ток через конденсатор (и напряжение пульсации) достигает максимального значения при 50%-ном рабочем цикле. В режиме BOOST наибольшее значение выходного среднеквадратичного тока, протекающего через конденсатор, наблюдается при максимальном рабочем цикле. Формулы для определения среднеквадратичных токов имеют следующий вид:

(6)

Этап 6:расчет Soft start, частоты генератора, уровня блокировки питания UVLO

Емкость плавного запуска (Soft start) определяется по следующей формуле:

Расчет задающей емкости для частоты генерации вычисляется с помощью формулы (8), где Gd - коэффициент проводимости, связанный с контроллером:

Расчет резистивного делителя, определяющего уровень защиты от пониженного напряжения питания, вычисляется по формуле (9), где VUV(ON) - уровень напряжения встроенного компаратора UVLO (1,23 В – On, 0,79 В – Off):

(9)

Этап 7: Расчет компенсационной цепи обратной связи

Устойчивость работы преобразователя определяется фазо-частотной характеристикой (BODE).

Частота, соответствующая нулю функции компенсации, определяется расчетом RC и CC1, обеспечивая повышение запаса по фазе. Полюс, обусловленный CC2, расположен около нуля функции выходного конденсатора (ESR) или половинной частоты переключения, если она ниже нуля. Этот полюс обеспечивает ослабление шума и уменьшение уровня выходных пульсаций. Значения элементов компенсации рассчитываются по формуле (10):

(10)

Для повышения полосы пропускания следует увеличить сопротивление резистора RC. При этом требуется скорректировать значение CC1, так как данный конденсатор влияет на уровень запаса по фазе. Без компенсации преобразователь имеет нуль функции на частоте, равной fRHPZ (0 Дб). Обычно запаса по фазе на данной частоте не хватает, что может привести к нестабильной работе преобразователя. Ситуация усложняется еще больше, так как данная частота входит в область работы преобразователя в режиме BOOST. Для улучшения работы преобразователя в данном режиме вносится дополнительная частотная компенсация. Для расчета компенсирующих цепочек вводится частота fcross. Значение fcross выбирается примерно на 50% ниже fRHPZ. Данная коррекция позволит получить дополнительный запас по фазе. Описанное соотношение выражается формулой (11):

(11)

В режиме токоограничения (BOOST) частота переключения транзисторов тоже может снизиться до частоты fcross, но уменьшение Ку и улучшение ФЧХ (ниже fcross) усилителя ошибки за счет компенсации позволяет снизить вероятность возбуждения преобразователя.

Этап 8: Оценка КПД

Этап 8, показанный на рисунке 5, представляет собой расчет КПД и рассеиваемой мощности на элементах схемы. Особое внимание уделим характеристикам MOSFET-транзисторов: внутреннему сопротивлению канала RDS(ON), заряду затвора, крутизне характеристики, пороговому напряжению «затвор-сток». Также рассмотрим параметры встроенного диода: прямое падение напряжения на диоде, время рассасывания зарядов.

В режиме BOOST уровень тока в дросселе выше, чем в режиме BUCK. Соответственно, MOSFET-транзисторы в повышающем плече должны иметь меньшее RDS(ON), чем транзисторы в понижающем плече.

С помощью формул (12) и (13) вычисляются статические и динамические потери и потери на заряд затвора:

(12)

(13)

Дополнительные потери вносит сердечник в дросселе, сопротивление обмотки дросселя на постоянном токе, «мертвое время» (время, когда все транзисторы находятся в состоянии “OFF”), измерительный шунт. Если учитывать потери в целом, то КПД комбинированного преобразователя с четырьмя транзисторами и стабилизированным выходным напряжением 12 В достигает 96%.

Заключение

Комбинированные преобразователи для промышленных и автомобильных приложений отвечают особым требованиям по мощности. Помимо этого, к достоинствам синхронного комбинированного преобразователя с четырьмя ключами можно отнести простоту эксплуатации, высокую производительность, компактный размер и низкую стоимость комплектующих. Программный калькулятор начального проектирования является удобным инструментом для ускоренного проектирования и расчета схемы преобразователя.

Литература

1. Wide VIN power converter solutions;
2. Automotive cold-crank waveforms, ISO 7637-2:2011;
3. LM5175 quick-start design tool;
4. LM5175 buck-boost controller;
5. LM5175EVM-HD 400 kHz high density buck-boost converter reference design.

Выбор DC/DC-преобразователя для приложения может оказаться устрашающей задачей. Кроме того, что они доступны на рынке в большом количестве, проектировщик должен ещё и пойти на несметное число компромиссов. Обычно для источника питания важны размер, КПД, цена, температура, точность и переходные характеристики. Необходимость удовлетворять техническим требованиям ENERGY STAR® или критериям «green-mode» делает КПД по энергии всё более важным параметром. Разработчики стремятся повысить КПД без увеличения стоимости, особенно в приложениях крупномасштабной бытовой электроники, для которых уменьшение потребления энергии на 1 Вт может сэкономить МВт для энергетической системы. Полупроводниковая промышленность недавно выпустила недорогие DC/DC-преобразователи с синхронным выпрямлением, которые считаются более эффективными, чем асинхронные DC/DC-преобразователи. В данной статье сравниваются КПД, размер и стоимость синхронных и асинхронных преобразователей, используемых в бытовой электронике, при различных условиях работы. Показано, что синхронные понижающие преобразователи не всегда более эффективны.

Типичные применения

Чтобы показать тонкие различия между двумя типами преобразователей, было выбрано типичное применение для точечной нагрузки. Множество недорогих бытовых изделий используют 12-В шину, которая получает питание от нерегулируемого сетевого адаптера или от автономного источника питания. Выходные напряжения обычно лежат в диапазоне 1-3,3 В, выходные токи - до 3 А. Для сравнения действительных значений КПД при различных выходных токах и напряжениях были выбраны устройства Texas Instruments, приведённые в таблице 1. Номинальный выходной ток, уровень которого является характеристикой любого устройства, продаваемого на рынке, был взят прямо из листов технических данных (1, 2).

Таблица 1. Сравнение устройств

Принцип работы

На рисунке 1 показана типичная блок-схема для понижающего регулятора. Основные компоненты - это Q1, силовой МОП-транзистор верхнего плеча; L1, силовая катушка индуктивности, и C1, выходной конденсатор. Для синхронной понижающей схемы используется МОП-транзистор нижнего плеча (Q2).

В асинхронной понижающей схеме используется силовой диод (D1). В синхронном преобразователе, таком как TPS54325, в устройство встроен силовой МОП-транзистор нижнего плеча. Основным преимуществом синхронного выпрямителя является то, что падение напряжения на МОП-транзисторе нижнего плеча может быть ниже, чем падение напряжения на силовом диоде асинхронного преобразователя. При одинаковом уровне тока меньшее падение напряжения превращается в меньшее рассеяние мощности и больший КПД.

Выбор силового диода

Асинхронные преобразователи разработаны для работы с внешним силовым диодом (D1). При выборе силового диода разработчик должен учесть три ключевые характеристики: обратное напряжение, падение прямого напряжения и прямой ток. Во-первых, номинальное обратное напряжение должно быть, по крайней мере, на 2 В выше, чем максимальное напряжение в коммутационном узле. Во-вторых, для большего КПД падение прямого напряжения должно быть небольшим. В-третьих, номинальное значение пикового тока должно быть больше, чем максимальный выходной ток плюс половина пикового тока катушки индуктивности. При низкой продолжительности включения (то есть низких выходных напряжениях) D1 работает как блокирующий диод, который проводит больший ток, чем МОП-транзистор верхнего уровня. Четвёртое соображение состоит в том, чтобы убедиться, что корпус выбранного диода справится с рассеянием мощности. Для TPS54331 был выбран диод B340A, который имеет номинальное обратное напряжение 40 В, падение прямого напряжения 0,5 В, и номинальный прямой ток 3 А.

Для TPS54325 силовой диод не нужен, так как в микросхему встроен 70-мОм МОП-транзистор нижнего плеча. Интегрированный МОП-транзистор экономит место; но при этом увеличивается сложность управляющей схемы, чтобы гарантировать, что оба МОП-транзистора не будут открыты одновременно, что привело бы к закорачиванию входа на землю. Любая перекрывающаяся проводимость ключей приведёт к понижению КПД и может даже перегрузить и повредить систему.

Вычисления КПД

Для определения КПД DC/DC-преобразователя нужно рассчитать общее рассеивание мощности. Основной вклад в рассеивание мощности для DC/DC-преобразователя, работающего в режиме непрерывной проводимости (continious conduction mode, ССМ), дают потери на ключах верхнего и нижнего плечей и потери на собственный потребляемый ток ИС. Эти потери можно рассчитать по следующим формулам:

Уравнения 1-3 применимы как к синхронному,так и к асинхронному преобразователю в ССМ. Однако нужно учесть потери в МОП-транзисторе нижнего уровня для синхронного понижающего преобразователя (уравнение 4), в силовом диоде нижнего уровня (PD1) для асинхронного понижающего преобразователя (уравнение 5):

В уравнении 4 первый член соответствует потерям проводимости в МОП-транзисторе нижнего уровня, а второй - потерям проводимости во встроенном диоде. Ток, текущий через встроенный диод, примерно на порядок ниже по величине, чем ток, текущий через МОП-транзистор нижнего уровня, и при 2 А им можно пренебречь.

Данные уравнения показывают, что на КПД при полной нагрузке влияют несколько факторов, такие как сопротивление между стоком и истоком, прямое напряжение между стоком и истоком, продолжительность включения, частота и времена МОП-транзистора. Потери переменного и постоянного тока в катушке индуктивности и эквивалентном последовательном сопротивлении выходной ёмкости аналогичны, так как для обоих устройств можно использовать одинаковый LC-фильтр. Для DC/DC-преобразователя продолжительность включения задана, и выбирать можно только сопротивление между стоком и истоком, падение прямого напряжения и частоту переключения. Обычно времена включения и выключения МОП-транзистора не указываются в листах технических данных, но их важно учитывать, так как чем они быстрее, тем меньше мощности рассеивается. Однако при слишком быстром включении мощного МОП-транзистора в коммутационном узле могут возникать переходные помехи.

Для улучшения тепловых характеристик важно уменьшать время коммутации, что позволит выбрать более дешёвый корпус для МОП-транзистора с меньшей мощностью и более высоким сопротивлением между стоком и истоком.

КПД при высоких нагрузках

Были созданы две схемы с устройствами, приведёнными в таблице 2, так, чтобы их эффективности можно было сравнить. Устройства используют одинаковый LC-фильтр. Несмотря на то, что устройства имели несколько различные фиксированные частоты переключения, это не имело значительного влияния на КПД схемы и не могло изменить выводов данного эксперимента. Входное напряжение было выбрано 12 В и измерения КПД проводились просто при изменении выходных напряжений.

Таблица 1. Сравнение устройств

На рисунке 2 показан КПД обоих устройств с 12-В входом и 1,5-В выходом. Рисунок чётко показывает, что TPS54325 при полной нагрузке имеет более высокий КПД. Так как продолжительность включённого состояния составляла 12,5%, силовой диод асинхронного варианта с падением прямого напряжения 0,5 В рассеивал больше энергии, чем 70-мОм МОП-транзистор, а также несмотря на более высокое сопротивление между истоком и стоком ключа верхнего плеча в схеме с TPS54325.

На рисунке 3 показан КПД обоих устройств с 12-В входом и 2,5-В выходом. Очевидно, что КПД TPS54331 значительно вырос.

В этом случае продолжительность включённого состояния была 21% и оба КПД при полной нагрузке были практически одинаковыми. Силовой диод асинхронной схемы проводил реже, а МОП-транзистор верхнего плеча с низким сопротивлением включения проводил чаще. Когда рассеивание на силовом диоде нижнего плеча уменьшилось из-за уменьшения скважности, асинхронное устройство стало более эффективным.

КПД при малых нагрузках

Для некоторых приложений необходимость в КПД при малой нагрузке перевешивает необходимость в КПД при высокой нагрузке. При низких нагрузках асинхронные понижающие преобразователи переключаются в режим прерывистой проводимости (РПП). В асинхронном понижающем преобразователе ток катушки индуктивности течёт только в одном направлении. В синхронном понижающем преобразователе ток течёт в обоих направлениях, и мощность рассеивается при протекании обратного тока. На рисунке 4 показана разница между формами сигналов тока катушки индуктивности в РНП по сравнению с РПП.

TPS54331 имеет функцию пропуска импульсов, называемую Eco-modeTM, которая повышает КПД при низкой нагрузке. Данный режим работы включает мощный МОП-транзистор реже, что приводит к понижению потерь на переключение. Разница в КПД при низкой нагрузке, обусловленная функцией Eco-mode TPS54331, и его низким собственным потребляемым током при работе, показана на рисунках 2 и 3. Более подробную информацию об Eco-mode можно найти в (1).

Цена и размеры

Синхронный преобразователь со встроенным МОП-транзистором обладает такими преимуществами, как уменьшенный размер, меньшее число деталей и более простая конструкция. Но если главной целью является уменьшение цены, то асинхронный преобразователь с внешним силовым диодом может быть менее дорогим, чем синхронный понижающий преобразователь.

Заключение

Синхронные понижающие преобразователи недавно стали очень популярными и широко доступными. Однако они не всегда более эффективны. Асинхронные понижающие преобразователи могут иметь аналогичный КПД при большой скважности и низкой нагрузке. Обратив внимание на технические характеристики, особенно сопротивление между стоком и истоком и собственный потребляемый ток, разработчик может сделать лучший выбор для конкретного применения.

Литература

4.5-V to 18-V, 3-A Output Synchronous Step Down Switcher with Integrated FET (SWIFT™), TPS54325 Data Sheet (slvs932a)

3A, 28V Input, Step Down SWIFT™ DC/DC Converter with Eco-mode™, «TPS54331 Data Sheet (slvs839b)

]? Что снижение или колебания напряжения источников питания могут приводить к преждевременным отказам, и даже выгоранию деталей вашей системы? Несомненно, почти каждый согласится с тем, что источники питания для энергоемких приложений должны быть долговечными и эффективными. Но что насчет их топологии? Должна ли она быть синхронной или асинхронной? Посмотрим на преимущества и недостатки каждой.

Варианты питания вашего устройства

Каждой электронной системе нужен источник питания, и обычно напряжение источника питания выше, чем требуется приложению. Представьте, что у вас есть источник 9 В, и вам нужно понизить напряжение до необходимых вашей системе 5 В. В вашем распоряжении несколько вариантов:

1. Простой делитель напряжения с каким-либо элементарным регулятором, таким, как стабилитрон. Стабилитрон вместе с резистором, ограничивающим ток, понизят напряжение с 9 В до 5 В, при этом на резисторе упадет 4 В. В результате мы получим тепло и потери энергии.
2. 5-вольтовый линейный регулятор (LDO). Опять же, вы берете 9 В и получаете 5 В, а 4 В падает на регуляторе. Если схема потребляет 1 А, то на регуляторе рассеивается мощность 4 Вт. И опять вы можете сказать, что 4 Вт неиспользуемой мощности теряются в виде тепла.
3. DC/DC преобразователь. Здесь ключ, как правило, с ШИМ управлением, коммутирует подключенные к его выходу катушку индуктивности и конденсатор. Когда выходное напряжение достигает 5 В, коэффициент заполнения импульсов ШИМ падает почти до нуля. Ключ потребляет очень маленький ток, поэтому рассеиваемая мощность тоже мала. Это, безусловно, самый эффективный вариант.

Входные напряжения DC/DC преобразователя могут быть любыми из стандартного ряда 6, 9, 12, 24 или 48 В. Силовой трансформатор понижает 120 В переменного тока до стандартного уровня напряжения. Затем после выпрямления и фильтрации постоянное напряжение стабилизируется для коммерческого или промышленного использования. Например, установленные для систем телефонии 48 В, определяются напряжением батарей резервного питания. Если напряжение в сети переменного тока упадет, сразу же подключится резервная система. Совсем другая история - портативное оборудование. Эти устройства обычно работают от батарей, которые сразу дают постоянное напряжение, но им требуется стабилизированное напряжение. Поскольку напряжение батареи со временем уменьшается, его надо повышать, а уже потом стабилизировать. Так что, если ваша система работает от 3.3 В, вы должны поддерживать эти 3.3 В, даже когда напряжение батареи упадает.

При разработке источника питания вы можете выбрать, «как вам представляется», дешевое решение, вроде упомянутого выше простого делителя напряжения и стабилитрона. Заметим, что мы сказали «как представляется», дешевое, так как не принимали во внимание ничего, кроме перечня комплектующих изделий. Эти подходы содержат скрытые и дополнительные затраты на потери мощности, приводящие к большому тепловыделению и сокращению срока службы электронных компонентов системы. Заметим, что LDO регуляторы имеют очень низкие выходные шумы, но имеют такие недостатки, как высокая рассеиваемая мощность, большое падение напряжения и меньшее время работы от батарей.

В наши дни разработчики переключились на DC/DC преобразователи, чтобы получать оптимальное сочетание эффективности, тепловыделения, точности, реакции на переходные процессы и стоимости. Но путь проектирования оптимальной DC/DC системы питания может быть таким же сложным, как ориентирование на минном поле без карты. Рабочая температура преобразователей ограничивает их максимальную выходную мощность, и повышается с уменьшением размеров промышленного оборудования. Кроме того, большинство устройств, как правило, имеет очень слабое принудительное охлаждение или вообще его не имеет. Так какой же вариант схемы DC/DC лучше?

Варианты схем DC/DC: синхронная или асинхронная топология

Это два компромиссных варианта. Асинхронная топология старше, и отличается потерями мощности на внешнем диоде Шоттки. Эти потери равнозначны ухудшению КПД. Здесь мы рекомендуем синхронную топологию, поскольку она обеспечивает более высокий КПД и позволяет создавать более компактные конструкции за счет встроенного эффективного MOSFET. Это фундаментальное различие иллюстрируется Рисунком 1, где сравниваются структурные схемы асинхронного преобразователя и более интегрированного синхронного решения.

Обсудим энергетический КПД. В последние годы поставщики аналоговых ИС начали выпускать синхронные DC/DC преобразователи, чтобы уменьшить потери мощности, возникающие в асинхронных схемах с их внешними диодами Шоттки. Теперь синхронный преобразователь содержит силовой MOSFET нижнего плеча, заменяющий внешний диод Шоттки с большими потерями. Рассеиваемая этим MOSFET мощность зависит от сопротивления открытого канала R ON , в то время как потери мощности на диоде Шоттки определяются его прямым напряжением V D . При одинаковой величине тока в обеих схемах падение напряжения на MOSFET обычно меньше, чем на диоде, в результате чего в схеме с MOSFET рассеиваемая мощность ниже.

Рассеиваемая на диоде мощность для асинхронного решения вычисляется по формуле:

Мощность P FET , рассеиваемая на MOSFET в синхронной схеме равна:

Тем не менее, существуют мнения, что асинхронные понижающие преобразователи имеют более высокий КПД при малых нагрузках и больших коэффициентах заполнения , и что не существует единственного преобразователя, который имел бы оптимальный КПД во всем диапазоне нагрузок. Разработчики систем питания опять вынуждены выбирать меньшее из двух зол?

Чтобы ответить на этот вопрос, рассмотрим, чем, в первую очередь, обусловлена высокая эффективность асинхронного преобразователя при легких нагрузках. Ток катушки индуктивности в асинхронном преобразователе течет только в одну сторону и никогда не бывает отрицательным; в синхронных преобразователях ток протекает в обе стороны, и в этом заключается его недостаток (Рисунок 2).

Чтобы исключить это двунаправленное протекание тока в синхронных преобразователях, вводят различные режимы для получения «псевдо-асинхронной» работы при легкой нагрузке. Современные DC/DC преобразователи поддерживают три режима (Рисунок 3):

1. PWM @ CCM: широтно-импульсная модуляция (pulse width modulation - PWM) в режиме непрерывной проводимости (continuous conduction mode - CCM). Здесь преобразователь работает на постоянной частоте, а ток дросселя I L может становиться отрицательным. Этот режим позволяет преобразователю, сохраняя минимальный уровень пульсаций выходного напряжения, быстро отзываться на любые изменения нагрузки, даже при ее уменьшении до нуля. Однако режим PWM @ CCM дает наименьший КПД при малых нагрузках.
2. PWM @ DCM: широтно-импульсная модуляция в режиме прерывистой проводимости (discontinuous conduction mode - DCM). Этот подход также основан на постоянной частоте переключения, но КПД при малых нагрузках улучшается благодаря исключению протекания тока I L в отрицательном направлении. Отсутствие отрицательных токов при малых нагрузках придает такому решению сходство с асинхронным.
3. PFM с состоянием сна: частотно-импульсная модуляция (pulse frequency modulation - PFM) со спящим режимом. Этот подход повышает КПД за счет исключения протекания тока I L в отрицательном направлении, а также отключения обоих МОП транзисторов для пропуска импульсов при малых нагрузках. Во время пропуска импульсов преобразователь переходит в спящий режим, когда все неиспользуемые внутренние схемы отключаются для снижения потребляемого тока. Режим позволяет получить наилучший возможный КПД благодаря наибольшей эффективности при малых нагрузках. Платой за это является небольшое увеличение пульсаций выходного напряжения.

В диапазоне токов нагрузки от среднего до максимального все режимы работают одинаково. Различия начинают проявляться тогда, когда ток нагрузки становится меньше половины размаха тока дросселя.

Вы предполагаете, что основную часть времени ваша система будет находиться в режиме ожидания (то есть, работать с малой нагрузкой), а срок службы батареи имеет критическое значение? Тогда выбирайте режим частотно-импульсной модуляции, так как при малой нагрузке он дает возможность получить наивысший КПД. Здесь, правда, есть одна тонкость: необходимо убедиться, что увеличение выходных пульсаций и замедление переходных процессов при PFM не повлияют на работу системы в ждущем режиме.

Первостепенное значение для вашего приложения имеет переходная характеристика при легкой нагрузке? Тогда лучшим выбором будет PWM @ CCM, поскольку он обеспечивает наилучшие характеристики переходного режима, даже при нулевой нагрузке.

Разумным компромиссом между этими двумя режимами является режим PWM @ DCM.

Заключительные мысли

Технологии двигаются вперед. Замена внешнего диода Шоттки встроенным эффективным MOSFET, в сочетании с многорежимной работой, обеспечивают в современных синхронных решениях превосходный КПД при минимальных размерах устройств. Настало время принять новую синхронную технологию для повышения эффективности использования мощности в ваших следующих проектах. Это проще, круче и лучше.